本實用新型涉及一種微機械陀螺儀的閉環驅動電路，尤其是一種防電學振蕩的微機械陀螺儀閉環驅動電路。

背景技術：

微機電系統(Micro-Electro-Mechanical System，MEMS)是集微傳感器、微執行器、微機械結構、微電源微能源、信號處理和控制電路、高性能電子集成器件、接口、通信等于一體的微型器件或系統。微機械陀螺儀是一種重要的慣性MEMS器件。典型的微機械陀螺儀由傳感器件和接口電路兩部分構成，其工作原理是基于哥氏力(Coriolis Force)效應。以諧振式電容型微機械陀螺儀為例，如圖1所示，閉環驅動電路先將傳感器件的驅動模態(X方向)驅動至諧振狀態，當有外界角速度Ω_z輸入時，在檢測模態(Y方向)將會產生大小為2MΩv的哥氏力F_c，此哥氏力會造成Y方向產生頻率與X方向相同的調幅位移信號y(t)，從而引起檢測極板等效電容C(t)變化，通過檢測電路讀出C(t)并解調濾波，即可得到反映輸入角速度信號Ω_z的輸出電壓信號V_out。

由于微機械陀螺儀傳感器件加工工藝的精度有限，傳感器件驅動方向上的驅動極板與驅動反饋極板間不可避免的會存在一個寄生電容，稱之為寄生跨接電容，如圖2所示。由于寄生跨接電容的存在，導致驅動信號可以直接通過此電容耦合至驅動反饋端，并帶來諸多負面效應。主要的負面效應包括阻止“電學-機械”振蕩的發生以及引發“電學振蕩”。如圖3所示，“電學-機械”振蕩是指閉環驅動電路與驅動極板等效電容C_d與驅動反饋極板等效電容C_s形成的振蕩，一般由陀螺儀驅動軸諧振頻率決定，在幾千赫茲(kHz)至幾十千赫茲(kHz)范圍內，是期望發生的；而“電學振蕩”指閉環驅動電路與寄生跨接電容C_f形成的振蕩，由閉環驅動電路結構和寄生跨接電容C_f的大小有關，一般在百千赫茲(kHz)以上，是不期望發生的。但是，閉環驅動電路與寄生跨接電容構成的環路滿足振蕩發生的增益條件與相位條件時，陀螺儀有可能落入電學振蕩頻率點而無法正常工作，因此，需要想辦法避免電學振蕩。

寄生跨接電容阻止“電學-機械”振蕩發生的原因分析如下。如圖3所示，當存在寄生跨接電容C_f時，閉環驅動電路檢測的電流為經C_f耦合的電流i_f與微陀螺驅動反饋極板端的電流i_s的疊加。由于i_f和i_s有90度的相位差，若i_f遠大于i_s，由于環路中相位條件無法滿足，期望的“電學-機械”振蕩將不會發生。圖3中的振蕩器電學模型可以表示為

其中，X為陀螺儀質量塊的位移，F_ext為驅動力，m_x為陀螺儀質量塊X軸方向重量，ω_x為陀螺儀驅動軸本征角頻率，Q為陀螺儀驅動軸品質因子，V_dc和V_b分別為驅動端和驅動反饋端的直流壓差，V_dr是驅動電壓，C_d為驅動極板等效電容，C_s為驅動反饋極板等效電容，K_F/V²為驅動電壓轉驅動力轉換系數，K_c/x是位移電容轉換系數。由式(1)可得振蕩器跨導的表達式為

令式(2)中跨導相位等于零，可得方程

其中ω_d為驅動信號頻率。為使得式(3)有實數根，需滿足

式(4)表明，避免電學振蕩的發生辦法主要有兩個，第一是從傳感器件機械設計角度，盡量減小跨接寄生電容C_f的值；第二是從電路設計角度，可以通過改變式(4)中的各個變量，比如提高施加在微陀螺質量塊上的極化電壓V_p，以提高直流壓差V_b和V_dc。

目前避免電學振蕩的方法包括，在機械設計方面，有將襯底材料由硅換成玻璃(參見Alper S E,Akin T.Symmetrical and decoupled nickel microgyroscope on insulating substrate[J].Sensors&Actuators A Physical,2004,115(2–3):336-350.)、在驅動極板和驅動反饋極板間增加偏置極板(參見Park H W,Kim Y K,Jeong H G,et al.Feed-through capacitance reduction for a micro-resonator with push–pull configuration based on electrical characteristic analysis of resonator with direct drive[J].Sensors&Actuators A Physical,2011,170(1):131-138.)等方法，但這些方法本質上只能減小寄生跨接電容，并無法完全避免電學振蕩，而且會增大傳感器件的設計復雜度。而在電路設計方面，目前有在跨阻放大器上跨接補償電容以抑制高頻振蕩信號的方法(參見Alper S E,Sahin K,Akin T.An Analysis to Improve Stability of Drive-Mode Oscillations in Capacitive Vibratory MEMS Gyroscopes[J].2009,51(1):817-820.)，但此方法的缺點是大的補償電容會引入大的相位移動，導致振蕩頻率大量偏離諧振頻率。另一種方法是增大傳感器件質量塊上的偏置電壓，從而避免振蕩器起振時落入電學振蕩點(參見Wu H M,Yin T,Jiao J W,et al.Analysis of parasitic feed-through capacitance effect in closed-loop drive circuit design for capacitive micro-gyroscope[J].Microsystem Technologies,2016,22(9):1-7.)，但此方法的缺點是穩定的高壓偏置難以在常規電壓工藝的集成電路芯片上實現。

技術實現要素：

本實用新型的目的是提供一種防電學振蕩的微機械陀螺儀閉環驅動電路，以解決目前閉環驅動電路防電學振蕩設計中存在振蕩頻率大量偏離諧振頻率與高壓偏置難以用常規集成電路工藝片上實現的問題，避免陀螺儀驅動軸落入電學振蕩而導致陀螺儀無法正常工作。

本實用新型解決上述技術問題所采用的技術方案為：

一種防電學振蕩的微機械陀螺儀閉環驅動電路，由陀螺儀傳感器件、讀出電路、比較器、鎖相環、幅度提取電路、幅度調節電路、頻率測量電路、電壓預置電路、激勵電路以及開關1、開關2、開關3及時序控制電路組成。此閉環驅動電路的設計思想將鎖相環串聯進入閉環驅動電路，并將鎖相環中的壓控振蕩器預置成陀螺儀驅動軸諧振頻率附件啟動振蕩，利用鎖相環的窄帶濾波及頻率追蹤功能，避免電學振蕩發生。

所述的陀螺儀傳感器件的驅動反饋極板與讀出電路相連接、讀出電路與比較器相連接、比較器與鎖相環相連接、鎖相環與幅度調節電路相連接、幅度調節電路通過開關2與陀螺儀傳感器件的驅動極板斷開或相連接構成閉環，負責驅動陀螺儀傳感器件沿驅動軸振蕩。

所述的幅度提取電路分別與讀出電路和幅度調節電路相連接，并與陀螺儀傳感器件構成閉環反饋控制振蕩信號幅度。

所述的激勵電路通過開關1與陀螺儀傳感器件的驅動極板斷開或相連接，負責激勵陀螺儀傳感器件振蕩，頻率測量電路與讀出電路相連接負責讀出振蕩信號頻率值，電壓預置電路與頻率測量電路相連接將頻率值轉換成預置電壓信號，并通過開關3與鎖相環中的壓控振蕩器斷開或相連接，負責預置壓控振蕩器的起振頻率。

所述的時序控制電路負責控制開關1、開關2和開關3的閉合與打開的時序。

所述的閉環驅動電路的具體工作原理及工作時序為初始階段開關1、開關2、開關3均打開；第一階段開關1閉合后迅速打開、開關2與開關3保持打開，利用振蕩器的“激勵-衰減”原理，由激勵電路激勵陀螺儀傳感器件，然后取消激勵，傳感器按諧振頻率衰減振蕩，由頻率測量電路讀出衰減振蕩信號頻率值，并由電壓預置電路計算對應的鎖相環中壓控振蕩器的預置電壓；第二階段開關1和開關2保持打開，開關3閉合，將預置電壓施加于壓控振蕩器；第三階段開關1保持打開，開關3打開，開關2閉合，利用鎖相環追蹤陀螺儀諧振頻率，并由幅度提取電路和幅度調節電路反饋控制傳感器振蕩幅度，使得陀螺儀傳感器件以諧振頻率按恒定幅度振蕩。

所述的鎖相環的壓控振蕩器的初始振蕩頻率可以通過預置輸入控制電壓進行預置。

所述的電壓預置電路通過頻率值到電壓的轉換將測量得到的頻率值與壓控振蕩器對應的頻率建立映射關系。

所述的幅度調節電路通過比較幅度提取電路輸出的幅度信號與參考信號獲得差值，并用此差值調節鎖相環輸出方波信號的幅度。

與現有技術相比，本實用新型的優點在于閉環驅動電路將鎖相環串入閉環環路，利用預置起振頻率的鎖相環追蹤陀螺儀驅動軸諧振頻率，從而有效避免電學振蕩發生，并可用常壓集成電路工藝實現。

附圖說明

圖1為本實用新型涉及的一種電容型諧振式微機械陀螺儀的工作原理示意圖，但不僅限于電容型，其他類型諧振式微機械本實用新型同樣適用；

圖2為現有技術中跨接寄生電容存在于微機械陀螺儀傳感器件的示意圖；

圖3為現有技術中寄生跨接電容存在時陀螺儀傳感器件與閉環驅動電路構成的振蕩器的模型；

圖4為本實用新型所述的防電學振蕩的微機械陀螺儀閉環驅動電路框圖；

圖5為本實用新型所述的閉環驅動電路工作時序圖；

圖6為圖4中激勵電路的一種實現結構，為一種頻率可調的弛豫振蕩器；

圖7為圖4中頻率測量電路的一種實現結構；

圖8為圖4中鎖相環的一種實現結構；

圖9為圖8中壓控振蕩器的一種實現電路，為四級環形結構；

圖10為圖4中讀出電路的一種實現結構，為跨阻放大結構的讀出電路；

圖11為圖4中比較器的一種實現結構，為遲滯結構比較器；

圖12為圖4中幅度提取電路的一種實現結構，為整流器結構；

圖13為圖4中幅度調節電路的一種實現結構，為基于比例積分控制器結構的幅度調節電路。

具體實施方式

本實用新型的一種防電學振蕩的微機械陀螺儀閉環驅動電路框圖及工作原理如圖4所示，閉環驅動電路由陀螺儀傳感器件、讀出電路、比較器、鎖相環、幅度提取電路、幅度調節電路、頻率測量電路、電壓預置電路、激勵電路以及開關1、開關2、開關3及時序控制電路組成。陀螺儀傳感器件、讀出電路、比較器、鎖相環、幅度調節電路與開關2構成閉環，負責驅動陀螺儀傳感器件沿驅動軸振蕩。幅度提取電路、幅度調節電路與讀出電路、陀螺儀傳感器件構成閉環，負責控制陀螺儀傳感器件振蕩幅度恒定。激勵電路負責激勵陀螺儀傳感器件振蕩，頻率測量電路負責讀出振蕩信號頻率值，電壓預置電路負責將頻率值轉換成預置電壓信號，并施加到鎖相環中的壓控振蕩器上，預置壓控振蕩器的起振頻率。時序控制電路通過控制開關1、開關2和開關3的閉合與打開控制電路工作的時序。

鎖相環的壓控振蕩器的初始振蕩頻率可以通過預置輸入控制電壓進行預置。

電壓預置電路通過頻率值到電壓的轉換將測量得到的頻率值與壓控振蕩器對應的頻率建立映射關系。

幅度調節電路通過比較幅度提取電路輸出的幅度信號與參考信號獲得差值，并用此差值調節鎖相環輸出方波信號的幅度。

閉環驅動電路的設計思想是將鎖相環中的壓控振蕩器預置成陀螺儀驅動軸諧振頻率附件啟動振蕩，利用鎖相環的窄帶濾波及頻率追蹤功能，避免電學振蕩發生。由此，閉環驅動電路的工作時序可以分成4個階段，如圖5所示，初始階段開關1、開關2和開關3均打開，電路待命；第一階段開關1打開后迅速關閉、開關2和開關3保持關閉，利用振蕩器的“激勵-衰減”原理，由激勵電路激勵陀螺儀傳感器件，傳感器按諧振頻率衰減振蕩，然后由頻率測量電路讀出衰減振蕩信號頻率值，并由電壓預置電路計算對應的鎖相環中壓控振蕩器的預置電壓；第二階段開關1和開關2保持打開，開關3閉合，將預置電壓施加于壓控振蕩器，預置壓控振蕩器的初始振蕩頻率；第三階段開關1保持打開，開關3打開，開關2閉合，利用鎖相環追蹤陀螺儀諧振頻率，并由幅度提取電路和幅度調節電路反饋控制傳感器振蕩幅度，使得陀螺儀傳感器件以諧振頻率按恒定幅度振蕩。下面按照上述時序順序依次講述涉及到的電路模塊的實現方式或結構。

“激勵-衰減”原理是指當陀螺儀傳感器件被施加激勵一段時間后撤銷激勵時，傳感器件會以其諧振頻率衰減振蕩，可以表達為

式(5)中V₀為初始電壓，取決于傳感器及電路的初始狀態，ω₀為傳感器驅動軸諧振頻率，Q為驅動軸品質因子，t是時間。

圖6為一種激勵電路的實現方式，是一個頻率可調的弛豫振蕩器，工作時可以通過調節片外電阻R_set將振蕩器輸出信號頻率調諧成接近陀螺儀傳感器件驅動軸的諧振頻率，然后激勵一段時間后撤銷。圖6中的弛豫振蕩器的基本原理描述如下：基準電流I_c交替為兩個電容C_m1和C_m2充電，兩個電容上的電壓經比較器與參考電壓V_ref比較，得到的數字信號經過SR觸發器產生控制信號V_c1和V_c2，施加在M_2～5構成的反相器上控制電容充放電。由于放電速度遠遠大于充電，因此計算時可以不考慮放電時間，則控制信號V_c2的周期可表示為

其中ΔV為充電電壓范圍，C_m為充放電電容。輸出信號f_c的頻率可表示為

充電電流I_c的大小可由片外電阻R_set進行調節，表達式為

其中，V_ref為參考電壓。結合式(6)、(7)和(8)，可得到帶通濾波器的中心頻率為

其中，由式(9)可知，通過調節片外電阻R_set，即可實現輸出信號的頻率調節。

圖6僅是激勵電路的一種實現結構，但不限于此種結構。

圖7是一種頻率測量電路的實現結構，但不限于此結構，比較器將振蕩衰減的輸入信號V_in轉變成方波信號V_comp，再由計數器通過時鐘Clk控制輸出數字信號。

電壓預置電路可由數模轉換器實現，但不限于此結構。數模轉換器的位數與頻率測量電路輸出位數相統一，并且通過控制數模轉換器的參考電壓實現與鎖相環中壓控振蕩器的頻率對應。舉例而言，頻率測量電路輸出是14位數字信號，則最大可表征(2¹⁴-1)Hz，即約16.4kHz的信號，則數模轉換器選14位的；假設鎖相環中的壓控振蕩器最大振蕩頻率為2²⁴Hz，若傳感器件諧振頻率最大為2¹⁴Hz，則鎖相環中的分頻器設置為2¹⁰分頻，若控制電壓范圍為1～4V，則數模轉換器參考電壓設置成1.5V，偏置設為2.5V，則數模轉換器輸出也是1～4V，這樣實際測得頻率就能通過預置電壓傳導到壓控振蕩器上。

圖8是一種電荷泵鎖相環的實現結構，但不限于此結構，由鑒頻鑒相器、電荷泵、低通濾波器、壓控振蕩器和分頻器組成，預置電壓加載于壓控振蕩器輸入端。

圖9是一種壓控振蕩器的實現結構，為四級環形結構，但不限于此結構。圖中增益級采用寬調節范圍的全差分結構，輸入控制電壓V_cont通過調節增益級尾部電流源大小改變對負載電容C_L的充放電周期，從而調整輸出信號振蕩頻率。緩沖級采用了電流鏡負載的差分增益級將差分信號轉成單端信號，并由反相器整型成方波信號。

圖10是一種讀出電路的實現結構，為跨阻放大結構，但不限于此結構。圖中放放大器為全差分結構，由全差分放大器、電阻R_F和補償電容C_F構成。全差分放大器采用折疊共源共柵結構，并由輸入共模反饋和輸出共模反饋保證放大器直流工作點正常。

圖11是一種比較器的實現結構，為遲滯比較器結構，但不限于此結構。比較器由前置放大、鎖存器、自偏置差分放大級和輸出驅動四部分構成，可較好得解決輸入信號噪聲引起的閾值點誤翻轉問題。

圖12是一種振蕩信號幅度提取電路的實現方式，為整流器結構，但不限于此結構。整流器采用自解調結構，輸入差分信號經遲滯比較器與非交疊時鐘產生四路解調信號供解調開關使用。在解調信號的控制下，解調開關對輸入差分信號進行全波整流，輸出的差分信號經儀表放大器轉成單端信號輸出。解調開關前后的濾波電容和緩沖器是為了減小解調開關產生的毛刺對前后級的影響。

由于鎖相環輸出的是方波信號，因此幅度調節電路不能簡單的用可變增益放大器實現。一種幅度調節電路的實現方法是將幅度提取電路獲得的信號與參考值比較后輸出，輸出信號作為方波信號電源電壓，即通過調節方波信號中其主頻信號的幅度。實現電路結構如圖13所示，高增益共源共柵結構運算放大器與片外可調電阻R、可調電容C組成比例積分控制器，將輸入的幅度信號V_amp與參考信號V_ref比較后輸出控制信號V_ctr，作為反相器的電源電壓，調節方波振蕩信號V_in(鎖相環輸出信號)的幅度，輸出V_out信號。幅度調節電路的另一種實現方法是先將鎖相環輸出方波信號由方波轉三角波信號電路和三角波轉正弦波信號電路轉化成正弦信號輸出，同時可采用傳統的比例積分控制器與可變增益放大器調節振蕩信號幅度，但這種方法的缺點是由于振蕩信號頻率一般在幾千赫茲或幾十千赫茲，因此方波轉三角波信號電路和三角波轉正弦波信號電路的濾波電容均需要放置在片外，無法片上集成。

值得注意的是，以上所述僅為本實用新型的較佳實施例，并非因此限定本實用新型的專利保護范圍，本實用新型還可以對上述各種零部件的構造進行材料和結構的改進，或者是采用技術等同物進行替換。故凡運用本實用新型的說明書及圖示內容所作的等效結構變化，或直接或間接運用于其他相關技術領域均同理皆包含于本實用新型所涵蓋的范圍內。