專利名稱：：基于正交變換處理的廣義多載波頻分多址傳輸裝置的制作方法
技術領域：
：本發明涉及寬帶無線通信系統領域，尤其是指一種基于正交變換處理的廣義多載波頻分多址傳輸裝置。
背景技術：
：近年來，無線通信系統向著寬帶方向迅速發展；伴隨著這種發展趨勢，無線通信系統占有的帶寬越來越高，傳輸速率越來越高，頻譜效率也要求越來越高。在寬帶無線移動通信系統和寬帶無線接入網中要求多個用戶同時接入，需要采用多址技術。通常采用的多址技術主要有三種頻分多址、時分多址和碼分多址。頻分多址技術是將用戶的信息分配到不同頻率的載波信道進行傳輸。時分多址技術是將不同的信息分配到不同的時隙進行傳輸，一個載波可以按時隙傳輸多個用戶的信息，傳輸的用戶數取決于時隙的數目。碼分多址技術采用擴頻通信方式，它可以在同一時間和同一載波上傳輸不同的偽隨機碼調制的多個用戶的信號。由于鏈路預算性能和均衡復雜度等原因，單純的時分多址和碼分多址不適用于寬帶無線移動通信系統。根據近幾年的研究發現，為了有效提升系統的性能和峰值數據速率，基于頻譜聚合的頻分多址技術(FDMA)和時分多址技術(TDMA)的組合多址技術將成為未來移動通信技術的主要多址技術。在頻譜資源日益稀缺的條件下，未來寬帶無線通信系統將面臨嚴峻挑戰。頻譜聚合技術是一項將現有未被占用的零星非連續頻譜段合并為一個寬帶頻譜資源供一個無線通信系統使用的有限手段。在頻譜聚合條件下，無線通信系統采用的多址技術必須能靈活支持非連續占用的頻譜資源分配，同時保持較好的抗干擾能力。因此，頻分多址是未來頻譜聚合條件下無線通信系統的必然選擇。對于無線傳輸上行鏈路，系統不僅要考慮吞吐量的需求，而且必須滿足通信網絡覆蓋的要求。此時，多址傳輸方案的峰均比性能顯得尤為重要。目前，基于頻譜聚合的上行頻分多址系統主要有兩種實現方式，一種是基于簇的DFT擴頻正交頻分多址系統；另一種是NX單載波頻分多址系統。前者峰均比較低，而不支持各頻帶靈活的鏈路自適應傳輸；而后者正好相反。廣義多載波(GMC)和基于離散傅立葉變換的廣義多載波(DFT-S-GMC)頻分多址方案是一種高速無線通信傳輸技術，采用濾波器組技術實現頻分復用和頻分多址的方式，與OFmi相比該方式具有較低的峰均比，并且能更有效的抵御上行用戶間的多址干擾。如圖1所示，現有的基于簇的DFT擴頻正交頻分多址系統(ClusteredDFT-S-OFDMA)的發射方案中，編碼調制后的數據符號先經過串/并轉換后，經過一個M點DFT變換，然后將變換后的數據按照集中式映射方式映射到分配的子載波上，這樣每個數據符號擴頻到所有分配的子載波上傳輸。各個用戶的頻域數據隨后經過濾波和循環擴展裝置，聚合形成一個N點的IFFT變換到時域，添加循環前綴后形成時域傳輸符號。最后通過成形濾波和數模轉換，由射頻發射。可以看出，基于簇的DFT擴頻正交頻分多址系統由于采用了物理層數據分割方法，不支持不同頻譜段上的獨立的鏈路自適應技術、混合重傳操作和多天線增強技術，從而造成鏈路性能的損失和實現復雜度的增加。這個方案的另一個缺點是經過了循環擴展和頻域濾波后的信號的峰均比非但不能降低，反而會提高。如圖2所示，現有的NX單載波頻分多址系統(NxSC-FDMA)的發射方案中，原始數據首先被頻譜塊分割裝置分割成若干頻譜段，每一段數據編碼調制后均經過獨立的DFT擴頻，然后映射到相應的頻譜段。所有頻譜段信號聚合形成一個N點的IFFT變換到時域，添加循環前綴后形成時域傳輸符號。最后通過成形濾波和數模轉換，由射頻發射。可以看出，NX單載波頻分多址系統等同于并行傳輸N路SC-FDMA信號，使用了MAC層的數據分割方法，支持每個頻譜段的獨立的鏈路自適應技術和混合重傳機制。但是由于各個用戶數據僅經過獨立的DFT擴頻，其輸出信號的峰均比比基于簇的DFT擴頻正交頻分多址系統還要高。總上所述，實有必要設計新的傳輸方案以解決上述不足。
發明內容本發明所要解決的技術問題是通過變更正交變換模式，既能夠滿足系統覆蓋和小區邊緣用戶的性能，又能提高小區內用戶頻譜效率。為解決上述問題，本發明采用如下技術方案基于正交變換處理的廣義多載波頻分多址傳輸裝置，其包括發射機，其特征在于所述發射機包括依次連接的信道編碼和數據塊分割裝置，用于根據正交變換控制裝置的決策結果，對輸入的信息比特進行信道編碼和數據塊分割操作；星座調制裝置，用于對并行輸入的K個編碼后串行數據塊序列{cm，m=O，l，2，...，K-1}進行星座映射調制操作，以形成K個的串行星座符號數據塊{em，m=O，l，...，K-lh這里，em表示一個串行星座符號數據塊矢量；正交變換裝置，用于對并行輸入的K個串行星座符號數據序列{em，m=0，1，...，K-l}中序號相同的星座符號進行K點正交變換；串并轉換裝置，用于對正交變換裝置輸出的K路數據序列{dm，m=O，l，...，K_1}分別進行串并轉換操作，以分別形成大小為Dm(m=0，l，...，K-1)的并行數據塊序列{gm,k，m=O，l，...，K-l，k=0，...，Dk-lh這里，gm,k表示一個元素數量和離散傅立葉變換裝置140，141和142中變換點數Dm—樣的列向量；離散傅立葉變換(DFT)裝置，用于對輸入的K個并行符號數據塊序列{gm,k，m=0，1，，K-l，k=0，，Dm-1}分別進行Dm點的DFT運算;周期拓展裝置，用于對輸入的各路并行數據塊0im,k，m=0，l，...，K_l，k=0，...，Dm_l}進行周期拓展；頻譜成型裝置，用于對輸入的各路頻域傳輸信號，即并行符號數據塊Um,k，m=0，1，...，K-l，k=-Lem，...，0，...，Dm-1，...，Dm+Lem_l}，分別進行頻域頻譜成型；子載波映射裝置，用于將頻譜成型后的各頻帶的傳輸信號，即K個并行符號數據塊{lm,k，m=0，1，...，K-l，k=-Lem，...，0，...，Dm_l，...，Dm+Lem_l}中的每個元素分別映射到相應的子載波上進行傳輸，對于沒有數據映射的子載波傳輸0;逆離散傅立葉變換(IDFT)裝置，用于對輸入的并行符號數據塊序列{ok，k=0，1，...，N-l}進行N點的逆傅立葉變換；循環前綴添加裝置，用于在循環波形序列的頭或尾部添加一個特定長度的保護間5隔，用于減少信道間干擾；以及正交變換控制裝置，用于控制正交變換裝置所選取的正交變換的種類以及相應的信道編碼與數據塊分割裝置的實現模式。作為本發明的優選方案之一，所述信道編碼和數據塊分割裝置連接順序可互換。作為本發明的優選方案之一，所述正交變換包括離散傅立葉變換，沃爾什_哈達碼變換和變換輸出信號矢量與輸入信號矢量恒等的恒等變換。作為本發明的優選方案之一，所述循環前綴添加裝置中添加的保護間隔的長度大于信道最大時延擴展長度。本發明進一步包括基于正交變換處理的廣義多載波頻分多址傳輸裝置，其包括接收機，其特征在于所述接收機包括依次連接的循環前綴去除裝置，用于按照發射端循環前綴添加規則，將數據塊中前Np個采樣值舍去，形成長度為N的串行數據序列{ok，k=O，l，...，N_1};串并轉換裝置，用于將輸入的串行數據序列{ok，k=0，l，...，N-l}轉換為并行數據序列{pk，k=0，l，...，N_l};N點離散傅立葉變換裝置，用于對輸入的并行數據序列{pk，k=0，1，...，N-l}進行N點DFT操作；子載波解映射裝置，用于按發射端用戶子載波映射規則提取各頻帶相應子載波上接收的數據符號；信道均衡裝置，用于對經過子載波解映射提取的各頻帶對應子載波上的信號分別進行均衡；匹配濾波裝置，用于對各頻帶子載波信道均衡輸出的信號矢量進行頻域匹配濾波，即是將各頻帶均衡輸出的信號矢量乘以相應發射端窗函數的共軛；能量收集裝置，用于對各頻帶頻譜邊緣的信號能量進行收集；Dm點逆離散傅立葉變換裝置，用于將能量收集后的K個頻帶的信號Vm,k，k=()，，D邁-l，m=0，…，K-l，分別進行Dm點IDFT變換獲得時域信號;并串轉換裝置，用于對IDFT變換后的K個頻帶時域信號序列Wm,k，k二0，…，Dm-1，m=0，…，K-l，進行并串轉換操作；逆正交變換裝置，用于對輸入的K個并輸入的串行符號序列xm,k，k=0，1，2…，m=0，…，K-l，中序號相同的元素進行K點逆正交變換；星座解調裝置，用于對逆正交變換并行輸出的符號序列進行星座解調操作，以形成K個串行數據序列，{zm，m=O，l，...，K-lh這里，Zm表示一個串行星座解調數據塊矢量；信道譯碼和數據塊合并裝置，用于根據逆正交變換控制裝置的結果對輸入的K個串行星座解調數據塊序列{zm，m=0，1，...，K-l}進行信道譯碼和數據塊合并操作；以及逆正交變換控制裝置，用于根據發射端采用的正交變換方式，決定逆正交變換裝置所選取的逆正交變換的種類和信道譯碼和數據塊合并裝置相應的信道譯碼和數據塊合并操作形式。作為本發明的優選方案之一，所述逆正交變換包括逆離散傅立葉變換(IDFT)、逆沃爾什_哈達碼變換和變換輸出信號矢量與輸入信號矢量恒等的恒等變換。本發明提出一種基于正交變換處理的廣義多載波頻分多址傳輸裝置。與現有基于簇的DFT擴頻正交頻分多址和NX單載波頻分多址傳輸方案相比，本專利所提的傳輸方案通過變更收發兩端的正交變換模式，既能夠滿足系統覆蓋和小區邊緣用戶的性能，又能提高小區內用戶頻譜效率。當正交變換采用基于離散傅立葉變換時，發射端能夠有效地降低發射信號峰均比，有利于提高發射端的功放效率，從而提高系統覆蓋和小區邊緣用戶的性能；而當正交變換采用恒等變換時，允許系統對單個用戶占用的多個子頻帶分別采用獨立的鏈路自適應、混合重傳機制和多天線增強技術提高小區內用戶的頻譜效率。圖1是現有基于簇的DFT擴頻正交頻分多址系統的發射機的實現框圖；圖2是現有NX單載波頻分多址系統的發射機的實現框圖；圖3是本發明基于正交變換處理的廣義多載波頻分多址傳輸系統的發射機實現框圖；圖4是本發明信道編碼和數據塊分割裝置的一種實現方式框圖；圖5是本發明信道編碼和數據塊分割裝置的另一種實現方式框圖；圖6是本發明正交變換控制裝置的工作流程圖；圖7是本發明基于正交變換處理的廣義多載波頻分多址傳輸系統的接收機實現框圖；圖8是本發明信道譯碼和數據塊合并裝置的一種實現方式框圖；圖9是本發明信道譯碼和數據塊合并裝置的另一種實現方式框圖。具體實施例方式圖3示出一種根據本發明一個具體實施方式的基于正交變換處理的廣義多載波頻分多址傳輸系統的發射機的實現框圖。其中包括一個信道編碼和數據塊分割裝置10、K個星座調制裝置11(為簡明起見，圖3中示出3個，110，111和112)、一個K點的正交變換裝置12，K個串并轉換裝置(為簡明起見，圖3中示出3個，130，131和132)，K個D點離散傅立葉變換(DFT)裝置(為簡明起見，圖3中示出3個，140，141和142)，K個周期拓展裝置(為簡明起見，圖3中示出3個，150，151和152)，K個頻譜成型裝置(為簡明起見，圖3中示出3個，160，161和162)，一個子載波映射裝置17，一個N(N>DXK)點逆離散傅立葉變換(IDFT)裝置18，一個循環前綴添加裝置19和一個正交變換控制裝置20。需要說明的是，作為數字通信系統發射機必要組成部分的RF變頻裝置和一個發射天線與本發明的目的并無直接關系，在此未進行描述。假定{an，n=0，1，2...}為輸入到發射機的信道編碼和數據塊分割裝置10的串行信息比特輸入；信道編碼和數據塊分割裝置IO，用于根據正交變換控制裝置20的決策結果，對輸入的信息比特進行信道編碼和數據塊分割操作。該裝置有兩種實現模式，分別如圖4和5所示。圖4示出當正交變換控制裝置20決定采用恒等變換這一特殊的正交變換時，信道編碼和數據塊分割裝置的實現框圖。可以看出，此時信息比特輸入序列{an，n=0，l，2...}先經過數據塊分割裝置30，被分割為K個串行比特數據塊序列{bm，m=0，l，2，...K-l}并行輸出，然后各串行比特數據塊序列bm分別經過K個獨立的信道編碼裝置(為簡明起見，圖中示出3個，310，311和312)，生成K個編碼后數據序列{cm，m=0，1，2，...，K-lh這里，cm表示一個串行向量，K為其后正交變換裝置12中正交變換的點數。圖5示出當正交變換控制裝置20決定采用離散傅立葉變換，沃爾什_哈達碼(WH)變換等正交變換時，信道編碼和數據塊分割裝置的實現框圖。此時，信道編碼和數據塊分割裝置由一個信道編碼裝置40和一個數據塊分割裝置41組成。可以看出，此時信息比特輸入序列{a^n=0，1，2...}先經過一個信道編碼裝置40，進行信道編碼后，生成編碼后數據序列{bn，n=0，1，2...}，然后該編碼后數據序列經過數據塊分割裝置41，被分割為K個串行數據塊序列{cm，m=0，l，2，...，K-l}并行輸出，這里，Cm表示一個串行向量，K為其后正交變換裝置12中正交變換的點數。星座調制裝置110，111和112，分別用于對并行輸入的K個編碼后串行數據塊序列{cm，m=0，1，2，...，K-1}進行星座映射調制操作，以形成K個的串行星座符號數據塊{em，m=0，1，...，K-l}，這里，em表示一個串行星座符號數據塊矢量；正交變換裝置12，用于對并行輸入的K個串行星座符號數據序列{em，m=0，1，...，K-l}中序號相同的星座符號進行K點正交變換。這里，正交變換包括離散傅立葉變換(DFT)，沃爾什-哈達碼(WH)變換和恒等變換(即變換輸出信號矢量與輸入信號矢量恒等)等，具體選擇由正交變換控制裝置20決定。經過正交變換裝置，K個并行輸入的數據塊序列{em，m=0，1，...，K-l}變換成相應的K個串行數據符號序列{dm，m=0，1，...，K-l}。這里，dm也表示一個串行行向量。正交變換大小K等于用于信號傳輸的頻帶數，并且可根據通信系統所需傳輸速率進行自適應調整。當采用K點DFT變換時，輸入與輸出數據相互之間的關系服從《'*=*2^:oeM'，*exp(-_/2;rw/yii:)，k=0，1，2…；當采用K點恒等變換時，輸入與輸出數據相互之間的關系服從dm,k=em,k，k=0，1，2.。此處，dm,k和em,k分別表示串行數據符號序列dm和em中第k個元素。串并轉換裝置130，131和132，分別用于對正交變換裝置輸出的K路數據序列{dm，m=O，l，...，K-1}進行串并轉換操作，以分別形成大小為Dm(m二O，l，...，K-1)的并行數據塊序列{gm,k，m=0，1，...，K-l，k=0，...，Dm-1}，這里，gm,k表示一個元素數量和離散傅立葉變換裝置140，141和142中變換點數Dm—樣的列向量，其中各路數據中采用的Dm在正交變換采用恒等變換時，可以不相同。離散傅立葉變換(DFT)裝置140，141和142，用于對輸入的K個并行符號數據塊序列{gm,k，m=0，1，...，K-l，k=0，...，Dm-1}分別進行Dm點的DFT運算。經過DFT模塊，輸入并行的數據塊序列變換成相應的數據塊序列OVk，m=0，1，...，K-l，k=0，...，Dm-1}，相互之間的關系服從^W^;^2^to'gwe矽(一"丌絲'/Z^)，k=o，，Dm—丄，m=O，l，...，K-1。這里，hm,k表示一個由長度為Dm數據塊構成的數據塊序列。周期拓展裝置150，151和152，用于對輸入的各路并行數據塊Oim,k，m=0，l，...，K-l，k=O，...，D-1}進行周期拓展。經過周期拓展模塊，輸入并行的數據塊序列變換成相應的并行數據塊序列Um,k，m=O，l，...，K-l，k=-Lem，...，O，...，Dm-l，...，Dm+Lem-lh相互之間的關系服從"(")=、糾、(")，n=0，1，2，...，m=0，l，...，K_1。((.)、表示取模Dm運算。這里，im表示一個元素數量為N的列向量，Lem為第m個頻帶對應的數據塊單邊循環擴展長度，可根據系統頻譜效率，帶外泄漏和發射信號峰均比要求選擇，并且Lem《Dm/2;需要說明的是，由于裝置10中的Dm的大小是可變的。頻譜成型裝置160，161和162，用于對輸入的各路頻域傳輸信號，即并行符號數據±央Um,k，m=0，1，，K-l，k=-Lem，，()，，Dm_l，，Dm+Lem_l}，分別進行頻域頻譜成型。經過頻譜成型模塊，輸入并行的數據塊序列變換成相應的并行數據塊序列{lm,k，m=0，1，，K-l，k=-Lem，，()，，Dm-1，，Dm+Lem-1}，相互之間的關系服從lm,k=im,kFm,k，m=0，1，...，K-l。其中Fm,k為第m個頻帶頻譜成型窗函數。子載波映射裝置17，用于將頻譜成型后的各頻帶的傳輸信號，即K個并行符號數據塊{lm,k，m=O，l，...，K-l，k=-Lem，...，0，...，Dm_l，...，Dm+Lem_l}中的每個元素分別映射到相應的子載波上進行傳輸，對于沒有數據映射的子載波傳輸O。經過子載波映射裝置，輸入并行的數據塊序列{lm,k，m=0，l，...，K-1}變換成相應的數據序列{ok，k=0，1，...，N-l}，相互之間的關系服從A=2;=0m,4，其中。"=f'A-J二^，k'=_Lem，，0，，Dm-1，，Dm+Lem-1;k=0，，N_l為第Lu具匕m(m=0，...，K-1)個頻帶映射輸出信號，km為第m個頻帶映射子載波偏移量。這里，Ok表示一個元素數量為N的列向量。N為其后逆離散傅立葉變換裝置18中的逆離散傅立葉變換點數。逆離散傅立葉變換(IDFT)裝置18，用于對輸入的并行符號數據塊序列{ok，k=0，l，...，N-1}進行N點的逆傅立葉變換。經過IDFT模塊，輸入并行數據塊序列變換成相應的并行數據塊{sk，k=0，1，，N-l}，相互之間的關系服從4=^S:。04.exp(y2;rM'/^)，n=0，1，...，N-l。這里sk表示為塊長為N的并行數據塊。循環前綴添加裝置19，用于在循環波形序列的頭或尾部添加一個特定長度的保護間隔，用于減少信道間干擾(優選地，該保護間隔的長度應大于信道最大時延擴展長度)。優選地，保護間隔添加裝置可采用循環前綴(CP)添加裝置，也即將所述數據塊尾部的一部分復制到其的前端，形成最終的帶CP的數據塊符號。經過循環前綴添加裝置，輸入數據序列{sk，k=O，l，...，N_1}變換成完整的數據塊符號序列{tk，k=-Np，...，O，l，...，N_1}，其中，Np為循環前綴長度。正交變換控制裝置20，用于控制正交變換裝置12所選取的正交變換的種類以及相應的信道編碼與數據塊分割裝置的實現模式。裝置12可選取的正交變換包括離散傅立葉變換(DFT)，沃爾什-哈達碼(WH)變換和恒等變換等，本裝置按照預先確定的判決條件為發射機選擇合適工作模式。判決條件可以包括用戶QoS要求；頻譜屏蔽要求(spectralmask);傳輸的調制編碼方式；接收機解調解碼能力；供電模式(電池或外接交流電)與電池余量等。圖6示出正交變換控制裝置的工作流程。圖7示出一種根據本發明一個具體實施9方式的基于正交變換處理的廣義多載波頻分多址傳輸系統的接收機的框圖。其中包括一個循環前綴去除裝置50，一個串并轉換裝置51，一個N點離散傅立葉變換裝置52，一個子載波解映射裝置53，K個信道均衡裝置(為簡明起見，圖7中僅示出三個540，541和542)，K個匹配濾波裝置(為簡明起見，圖7中僅示出三個550，551和552)，K個能量收集裝置(為簡明起見，圖7中僅示出三個560，561和562)，K個分別為Dm點的逆離散傅立葉變換裝置(為簡明起見，圖7中僅示出三個570，571和572)，K個并串轉換裝置(為簡明起見，圖7中僅示出三個580，581和582)，一個K點的逆正交變換裝置59，K個星座解調裝置(為簡明起見，圖7中僅示出三個600,601和602)、一個信道譯碼和數據塊合并裝置61和一個逆正交變換控制裝置62。需要說明的是，作為數字通信系統接收機必要組成部分，RF接收裝置，同步裝置，信道估計裝置，信道解碼裝置和數字解調裝置與本發明的目的并無直接關系，在此未進行描述。此外，對于通信系統上行鏈路，圖7示例的接收裝置僅針對一個用戶的接收信號。對于多用戶接收，既可以針對每個用戶分別采用一套如圖7的接收裝置，也可以對所有用戶共用子帶子載波解映射裝置53之前的所有裝置，而針對每個用戶分別采用一套子載波解映射裝置53之后的所有裝置。假定接收機理想同步，并且假定{rk，k=-Np，...，0，l，...，N-l}為輸入到接收機的循環前綴去除裝置50的串行符號序列；循環前綴去除裝置50，用于按照發射端循環前綴添加規則，將數據塊中前Np個采樣值舍去，形成長度為N的串行數據序列{ok，k=O，l，...，N_1};串并轉換裝置51，用于將輸入的串行數據序列{ok，k=O，l，...，N-1}轉換為并行數據序列{pk，k=0，l，...，N-l};N點離散傅立葉變換裝置52，用于對輸入的并行數據序列{pk，k=0，1，...，N-1}進行N點DFT操作。經過DFT運算，輸入并行的數據序列變換成相應的并行數據序列{qk，k=0，1，，N-1}，相互之間的關系服從^=*Z:Q/Vexp(—W"M'/iV)。子載波解映射裝置53，用于按發射端用戶子載波映射規則提取各頻帶相應子載波上接收的數據符號。經過子載波解映射裝置，輸出信號為K個并行符號數據塊{1'm,k，m=O，l，…，K-l，k=-Lem，，()，，Dm_l，…，Dm+Leni-1}，并且對于第m(m=0，...，K_l)個頻帶提取的數據可表示為Ka"K,附-0，l，…,《-l，"-丄e,."0,…，^-l,…，/^+丄e附-lj。這里，l'"表示一個元素數量為Dm+2Lem的列向量。信道均衡裝置540，541和542，用于對經過子載波解映射提取的各頻帶對應子載波上的信號分別進行均衡。經過信道均衡，對于第m(m二O，…，K-l)個頻帶，輸出的頻域均衡后的信號矢量為Um,k，并且Um,k=1'm,khm,k，HI=0，...，K_1;k=_Lem，...，0，...，Dm-1，...，Dm+L-1。其中，hm,k為第Hl個頻帶第k子載波的信道頻域均衡系數。匹配相關裝置550,551和552，用于對各頻帶子載波信道均衡輸出的信號矢量進行頻域匹配濾波，即是將各頻帶均衡輸出的信號矢量乘以相應發射端窗函數的共軛。對于第m(m二0，...，K-l)個頻帶，匹配相關輸出的信號矢量為^a,m=0，...，K_l;k=_Lem，...，0，...，Dm_l，...，Dm+Lem-1，并且<4="^《》，其中上標"*"表示復數共軛運于第m(m0，，D邁-l，…，01+1^-1，并且、,*=信號Vd=()，.臺匕l!匕量收集裝置560,561和562，用于對各頻帶頻譜邊緣的信號能量進行收集。對0，...，K-l)個頻帶，能量收集輸出信號vm,k，m=0，...，K-l;k=-Lem，...，'/t=0，...，Zem-l"A-Um-1Dm點逆離散傅立葉變換(IDFT)裝置570，571和572，用于將能量收集后的各頻帶k=0，...，D-l進行Dm點IDFT變換獲得時域信號。經過IDFT變換，對于第m(m，K-l)個子帶，輸出的信號矢量為k=0，...，Dm-l，并且1冗2W(72*'/Dm)，k=0，，Dm-1,ifc=0并串轉換裝置580,581和582，用于對IDFT變換后的各頻帶時域信號序列wm,k，k=0，...，Dm-l進行并串轉換操作。經過并串轉換裝置，對于第m(m=0，...，K_1)個頻帶，輸出的串行信號矢量為xm,k，k=0，...，Dm-1。K點逆正交變換裝置59，用于對輸入的K個并行輸入的串行符號序列xm,k，k=0，...，Dm_l中序號相同的元素進行K點逆正交變換。經過逆正交變換，輸入的K個串行數據序列變換成Dm個的并行數據塊序列{ym,k，m=0，l，...，K-1;k=0，l，...，Dm_l}。這里，逆正交變換包括逆離散傅立葉變換(IDFT)，逆沃爾什-哈達碼變換和恒等變換(即變換輸出信號矢量與輸入信號矢量恒等)等。當采用K點IDFT變換時，輸入信號矢量Xm,k，k=0，...，Dm-1與輸出信號矢量{ym,k，m=0，1，，K-l;k=0，1，，Dm_l}的關系為1:c附,Aexp(y'2;r/w加'/K")，m0，，K-l，k=0，1，，Dm-l。=0，...，Dm-l與輸出信號矢量{ym,k，VAm'=o當采用K點恒等變換時輸入信號矢量xm,k，km=0，1，，K-l;k=0，1，，Dm-1}的關系為ym,k=xm,k。星座解調裝置601,602和603，分別用于對逆正交變換并行輸出的符號序列進行星座解調操作，以形成K個串行數據序列，{zm，m=0，1，...，K-l}，這里，zm表示一個串行星座解調數據塊矢量；信道譯碼和數據塊合并裝置61，用于根據逆正交變換控制裝置62的結果對輸入的K個串行星座解調數據塊序列{zm，m=0，l，...，K-l}進行信道譯碼和數據塊合并操作。根據逆正交變換控制裝置62的決策結果不同，該裝置有若干種不同的實施方式。圖8示出當逆正交變換控制裝置62決定采用恒等變換這一特殊的逆正交變換時，信道譯碼和數據塊合并裝置的實現框圖。此時，信道譯碼和數據塊合并裝置由K個信道譯碼裝置(為簡明起見，圖中示出3個，700，701和702)和一個數據塊合并裝置71組成。可以看出，此時輸入的星座解調信息zm，m=0，l，...，K-l先經過獨立的信道譯碼裝置然后形成K個譯碼后比特序列；然后，K個譯碼后比特序列經過數據塊合并，形成一個串行比特信息序歹lj(^,"-0,l，2…j。圖9示出當正交變換控制裝置62決定采用逆離散傅立葉變換，逆沃爾什_哈達碼變換等逆正交變換時，信道譯碼和數據塊合并裝置的實現框圖。此時，信道譯碼和數據塊合并裝置由一個數據塊合并裝置80和一個信道譯碼裝置81組成。可以看出，此時輸入的K個星座解調信息序列zm，m=0，l，...，K-l先經過一個數據塊合并裝置，形成單個星座解調信息序列，然后經過一個信道譯碼器，一個串行比特信息序列A,"=0,1，2…〗。正交變換控制裝置62，用于根據發射端采用的正交變換方式，決定裝置59所選取的逆正交變換的種類和裝置61相應的信道譯碼和數據塊合并操作形式。本裝置可以通過信令傳輸通道獲知發射機所選的工作模式。現有NX單載波頻分多址系統在峰均比性能方面表現較差，不利于上行功放功率受限條件下遠距離覆蓋。現有基于簇的DFT擴頻正交頻分多址系統在峰均比性能方面明顯比NX單載波頻分多址系統要好。但是由于采用了編碼后的數據分割方法，不支持不同頻帶上的獨立的鏈路自適應技術、混合重傳操作和多天線增強技術，從而造成鏈路性能的損失。本專利所提的傳輸方案通過變更正交變換模式，既能夠滿足系統覆蓋和小區邊緣用戶的性能，又能提高小區內用戶頻譜效率。當正交變換采用基于離散傅立葉變換時，發射端能夠有效地降低發射信號峰均比，有利于提高發射端的功放效率，從而提高系統覆蓋和小區邊緣用戶的性能。在采用頻域加窗處理的情況下，系統發射信號峰均比將低于基于簇的DFT擴頻正交頻分多址系統；而當正交變換采用恒等變換時，允許系統對單個用戶占用的多個子頻帶分別采用獨立的鏈路自適應、混合重傳機制和多天線增強技術提高小區內用戶的頻譜效率。本方法與現有方法相比，擁有更低的峰均比，并且通過可變模式的正交變換裝置可將現有兩種方法有機結合在一起。以下是本發明的具體實施方案1.系統參數系統帶寬20MHz采樣頻率30.72MHz發射端IDFT點數2048頻帶數2，4每頻帶子載波數150頻帶排布方式等間隔頻帶間距300個子載波調制方式QPSK頻域窗函數根升余弦(滾降系數0.2)2.仿真結果<table>tableseeoriginaldocumentpage13</column></row><table>表1不同系統峰均比性能比較表1比較了NX單載波頻分多址系統(NxSC-FDMA)，基于簇的DFT擴頻正交頻分多址系統(Clustered-DFT-S-OFDM)和采用DFT變換時基于正交變換處理的廣義多載波頻分多址系統(OP-GMC)的峰均比性能。仿真中，峰均比性能采用三次方度量作為性能評價指標[7]。由表l可見，在采用頻域窗的條件下，OP-GMC系統的峰均比最低。在2頻帶條件下，OP-GMC分另U比NxSC-FDMA禾PClustered-DFT-S-OFDM低0.57和0.51dB;在4頻帶條件下，分別低1.04和0.4dB。而在沒有頻域窗的條件下，OP-GMC系統的峰均比與Clustered-DFT-S-OFDM接近，在2頻帶和4頻帶條件下，比NxSC-FDMA分別低0.49和0.92dB。以上實施例僅用以說明而非限制本發明的技術方案。不脫離本發明精神和范圍的技術方案均應涵蓋在本發明的專利申請范圍當中。權利要求基于正交變換處理的廣義多載波頻分多址傳輸裝置，其包括發射機，其特征在于所述發射機包括依次連接的信道編碼和數據塊分割裝置，用于根據正交變換控制裝置的決策結果，對輸入的信息比特進行信道編碼和數據塊分割操作；星座調制裝置，用于對并行輸入的K個編碼后串行數據塊序列{cm，m＝0，1，2，...，K-1}進行星座映射調制操作，以形成K個的串行星座符號數據塊{em，m＝0，1，...，K-1}，這里，em表示一個串行星座符號數據塊矢量；正交變換裝置，用于對并行輸入的K個串行星座符號數據序列{em，m＝0，1，...，K-1}中序號相同的星座符號進行K點正交變換；串并轉換裝置，用于對正交變換裝置輸出的K路數據序列{dm，m＝0，1，...，K-1}分別進行串并轉換操作，以分別形成大小為Dm(m＝0，1，...，K-1)的并行數據塊序列{gm，k，m＝0，1，...，K-1，k＝0，...，Dk-1}，這里，gm，k表示一個元素數量和離散傅立葉變換裝置140，141和142中變換點數Dm一樣的列向量；離散傅立葉變換(DFT)裝置，用于對輸入的K個并行符號數據塊序列{gm，k，m＝0，1，...，K-1，k＝0，...，Dm-1}分別進行Dm點的DFT運算；周期拓展裝置，用于對輸入的各路并行數據塊{hm，k，m＝0，1，...，K-1，k＝0，...，Dm-1}進行周期拓展；頻譜成型裝置，用于對輸入的各路頻域傳輸信號，即并行符號數據塊{im，k，m＝0，1，...，K-1，k＝-Lem，...，0，...，Dm-1，...，Dm+Lem-1}，分別進行頻域頻譜成型；子載波映射裝置，用于將頻譜成型后的各頻帶的傳輸信號，即K個并行符號數據塊{lm，k，m＝0，1，...，K-1，k＝-Lem，...，0，...，Dm-1，...，Dm+Lem-1}中的每個元素分別映射到相應的子載波上進行傳輸，對于沒有數據映射的子載波傳輸0；逆離散傅立葉變換(IDFT)裝置，用于對輸入的并行符號數據塊序列{ok，k＝0，1，...，N-1}進行N點的逆傅立葉變換；循環前綴添加裝置，用于在循環波形序列的頭或尾部添加一個特定長度的保護間隔，用于減少信道間干擾；以及正交變換控制裝置，用于控制正交變換裝置所選取的正交變換的種類以及相應的信道編碼與數據塊分割裝置的實現模式。2.如權利要求1所述的基于正交變換處理的廣義多載波頻分多址傳輸裝置，其特征在于所述信道編碼和數據塊分割裝置連接順序可互換。3.如權利要求1所述的基于正交變換處理的廣義多載波頻分多址傳輸裝置，其特征在于所述正交變換包括離散傅立葉變換，沃爾什-哈達碼變換和變換輸出信號矢量與輸入信號矢量恒等的恒等變換。4.如權利要求1所述的基于正交變換處理的廣義多載波頻分多址傳輸裝置，其特征在于所述循環前綴添加裝置中添加的保護間隔的長度大于信道最大時延擴展長度。5.基于正交變換處理的廣義多載波頻分多址傳輸裝置，其包括接收機，其特征在于所述接收機包括依次連接的循環前綴去除裝置，用于按照發射端循環前綴添加規則，將數據塊中前Np個采樣值舍去，形成長度為N的串行數據序列{ok，k=O，l，...，N-1};串并轉換裝置，用于將輸入的串行數據序列{ok，k=0，l，...，N-l}轉換為并行數據序列{Pk，k=O，l，，N-l};N點離散傅立葉變換裝置，用于對輸入的并行數據序列{pk，k=0，1，...，N-l}進行N點DFT操作；子載波解映射裝置，用于按發射端用戶子載波映射規則提取各頻帶相應子載波上接收的數據符號；信道均衡裝置，用于對經過子載波解映射提取的各頻帶對應子載波上的信號分別進行均衡；匹配濾波裝置，用于對各頻帶子載波信道均衡輸出的信號矢量進行頻域匹配濾波，即是將各頻帶均衡輸出的信號矢量乘以相應發射端窗函數的共軛；能量收集裝置，用于對各頻帶頻譜邊緣的信號能量進行收集；Dm點逆離散傅立葉變換裝置，用于將能量收集后的K個頻帶的信號、k，k=0，，D邁-l，m=0，…，K-l，分別進行Dm點IDFT變換獲得時域信號;并串轉換裝置，用于對IDFT變換后的K個頻帶時域信號序列wm,k，k=0，，Dm-1，m=0，…，K-l，進行并串轉換操作；逆正交變換裝置，用于對輸入的K個并輸入的串行符號序列Xm,k，k=0，1，2…，m=0，…，K-l，中序號相同的元素進行K點逆正交變換；星座解調裝置，用于對逆正交變換并行輸出的符號序列進行星座解調操作，以形成K個串行數據序列，{zm，m=0，1，...，K-l}，這里，Zm表示一個串行星座解調數據塊矢量；信道譯碼和數據塊合并裝置，用于根據逆正交變換控制裝置的結果對輸入的K個串行星座解調數據塊序列{zm，m=0，1，...，K-l}進行信道譯碼和數據塊合并操作；以及逆正交變換控制裝置，用于根據發射端采用的正交變換方式，決定逆正交變換裝置所選取的逆正交變換的種類和信道譯碼和數據塊合并裝置相應的信道譯碼和數據塊合并操作形式。6.如權利要求5所述的基于正交變換處理的廣義多載波頻分多址傳輸裝置，其特征在于所述逆正交變換包括逆離散傅立葉變換(IDFT)、逆沃爾什-哈達碼變換和變換輸出信號矢量與輸入信號矢量恒等的恒等變換。全文摘要本發明提出一種基于正交變換處理的廣義多載波頻分多址傳輸裝置。與現有基于簇的DFT擴頻正交頻分多址和N×單載波頻分多址傳輸方案相比，本專利所提的傳輸方案通過變更收發兩端的正交變換模式，既能夠滿足系統覆蓋和小區邊緣用戶的性能，又能提高小區內用戶頻譜效率。當正交變換采用基于離散傅立葉變換時，發射端能夠有效地降低發射信號峰均比，有利于提高發射端的功放效率，從而提高系統覆蓋和小區邊緣用戶的性能；而當正交變換采用恒等變換時，允許系統對單個用戶占用的多個子頻帶分別采用獨立的鏈路自適應、混合重傳機制和多天線增強技術提高小區內用戶的頻譜效率。文檔編號H04B7/26GK101729134SQ20081020140公開日2010年6月9日申請日期2008年10月20日優先權日2008年10月20日發明者卜智勇,李明齊,楊曾申請人:中國科學院上海微系統與信息技術研究所;上海瀚訊無線技術有限公司