低復雜度的gfsk符號間干擾抵消處理方法及裝置的制造方法
【技術領域】
[0001] 本發明涉及一種處理方法及裝置，尤其是一種低復雜度的GFSK符號間干擾抵消 處理方法及裝置，屬于信號處理的技術領域。
【背景技術】
[0002] GMSK(GaussianfilteredMSK)信號是在MSK調制信號的基礎上發展起來的，MSK 信號可以看成是調制指數為〇. 5的連續相位FSK信號，盡管它具有包絡恒定、相位連續、相 對較窄的帶寬和能相干解調的優點，但它不能滿足某些通信系統對帶外輻射的嚴格要求。 為了壓縮MSK信號的功率譜，在MSK調制前增加一級預調制濾波器，從而有效地抑制了信號 的帶外輻射。GMSK信號就是預調制濾波器為高斯低通濾波器的MSK信號。由于它具有優良 的功率譜特性（功率譜旁瓣快衰減特性），在對信號頻帶嚴格限制的各種數字通信領域中 得到廣泛的應用，又由于其包絡恒定，在具有限幅特性的C類放大器構成的非線性信道中 體現出比BPSK相位調制更多的優勢，故而特別適合于衛星通信和移動通信。
[0003] 在藍牙4.0物理層標準中，包含了BLE的GMSK調制方式（調頻指數介于0.45~ 0.55,其中0.5即為GMSK)和BT中BasicRate的GFSK調制方式（調頻指數0.28~0.35)。 高斯濾波器在有效地抑制了信號帶外輻射的同時，引入了符號間干擾，干擾引入程度主要 取決于參數BT的取值（3dB帶寬與符號時寬的乘積，對于藍牙系統為0. 5)，BT取值越小，弓丨 入符號間干擾越大。當然，理論上亦可以選擇其它類型緊支撐濾波器，如升余弦濾波器等。
[0004] 現有性能較好的去除符號間干擾的處理復雜度高，不太適于消費類電子。比如： MLSE方法（需要用Viterbi譯碼方式），DFE方法（判決反饋均衡）。

【發明內容】

[0005] 本發明的目的是克服現有技術中存在的不足，提供一種低復雜度的GFSK符號間 干擾抵消處理方法及裝置，其具有較好的解調能力，實現結構簡單的判決反饋結構，適應范 圍廣，安全可靠。
[0006] 按照本發明提供的技術方案，一種低復雜度的GFSK符號間干擾抵消處理方法，所 述GFSK符號間干擾抵消處理方法包括如下步驟：
[0007] 步驟1、確定最佳采樣位置判決后的信號ym+1，所述信號ym+1經第二延時器延時后 以得到信號ym，且信號ym+1由第一符號判決器判決后輸出Sign(ym+1);
[0008] 步驟2、將第一符號判決器輸出的sign(ym+1)傳輸至第一加法器內，且第一加法器 還接收第一延時器對判決輸出信號rm延時后的信號r^，第一加法器將sign(ym+1)與信號 ^^進行累加，以得到第一累加值；
[0009] 步驟3、將第一加法器輸出的第一累加值傳輸至第一乘法器內，且第一乘法器還接 收自動估計參數^1_￡^，第一乘法器將第一累加值、自動估計參進行乘積，以得到 第一乘積值；
[0010] 步驟4、將第一乘法器輸出的第一乘積值傳輸至第二乘法器內，且第二乘法器還接 收碼元干擾可調整參數Hml，第二乘法器將第一乘積值、碼元干擾可調整參數Hml進行乘 積，以得到第二乘積值；
[0011] 步驟5、將第二乘法器輸出的第二乘積值傳輸至第二加法器內，第二加法器同時接 收信號ym，第二加法器對第二乘積值、信號行作差，以得到第二累加值；
[0012] 步驟6、將第二加法器輸出的第二累加值傳輸至第二符號判決器內，以通過第二符 號判決器進行符號判決得到判決輸出信號
[0013] 第一加法器輸出的第一累加值為〇、+1或-1。
[0014] 對于BT= 0. 5的GFSK信號，第一延時器、第二延時器的延時的時長均為1個碼元。
[0015] 一種低復雜度的GFSK符號間干擾信號處理裝置，包括用于接收最佳采樣位置判 據后信號ym+1的第二延時器以及第一符號判決器，第一符號判決器的輸出端與第一加法器 的輸入端連接，第一加法器的輸入端還與第一延時器的輸出端連接，第一加法器的輸出端 第一乘法器的輸出端連接，第一乘法器的輸出端與第二乘法器的輸入端連接，第二乘法器 的輸入端與第二加法器的輸入端連接，第二加法器的輸入端還與第二延時器的輸出端連 接，第二加法器的輸出端與第二符號判決器的輸入端連接，第二符號判決器輸出判決輸出 信號，且第二符號判決器的輸出端還與第一延時器的輸入端連接；
[0016] 信號ym+1經第二延時器延時后以得到信號ym，且信號^+1由第一符號判決器判決 后輸出sign(ym+1);第一加法器將第一延時器對判決輸出信號rm延時后的信號，第一加 法器將sign(ym+1)與信號^進行累加，以得到第一累加值；
[0017] 第一乘法器將接收的第一累加值、自動估計參進行乘積，以得到第一乘 積值；第二乘法器將接收的第一乘積值、碼元干擾可調整參數Hml進行乘積，以得到第二乘 積值；
[0018] 第二加法器同時接收信號ym，第二加法器對第二乘積值、信號ym進行作差，以得到 第二累加值，通過第二符號判決器對第二累加值進行符號判決得到判決輸出信號rm。
[0019] 第一加法器輸出的第一累加值為〇、+1或-1。
[0020] 對于BT= 0. 5的GFSK信號，第一延時器、第二延時器的延時的時長均為1個碼元。
[0021] 本發明的優點：具有較好的解調能力，實現結構簡單的判決反饋結構，適應范圍 廣，安全可靠。
【附圖說明】
[0022] 圖1為本發明BT= 0. 5時的高斯濾波器積分曲線。
[0023] 圖2為本發明BT= 0. 5時的單載波通信的眼圖。
[0024] 圖3為本發明的一種具體實施結構框圖。
[0025] 附圖標記說明：10_第二延時器、20-第一符號判決器、30-第一加法器、40-第一乘 法器、50-第二乘法器、60-第二加法器、70-第二符號判決器以及80-第一延時器。
【具體實施方式】
[0026] 下面結合具體附圖和實施例對本發明作進一步說明。
[0027] 對于BT系統（藍牙系統），高斯濾波頻移鍵控（GFSK，Gaussianfiltered FrequencyShiftKeying)系統復基帶信號可以表示為：
[0028] rb(t)=eJ*(t)
[0029] 其中，t為接收時刻，rb(t)為接收的隨時間變化的基帶時域信號，巾（t)為隨時間 變化的相位信號，j為虛數單位。進一步地，
[0030]
[0031]
[0032]具體地，an對于2GFSK取值為+1或-1，對于別的FSK系統可以取其他值，g(t): 為高斯函數，t'僅為變量替換時的變量，T為碼元時寬，例如BT系統為1ys(微秒），kFM 為調頻頻率調制指數。
[0033]對于低功耗藍牙系統（BLE:BlueToothwithLowEnergy)，kFM=0?5 (GMSK:Gau ssianFilteredMinimumShiftKeying高斯濾波最小頻移鍵控）；而對于藍牙系統（BT: BlueTooth)，kFM= 0. 32 (GFSK)，其中，
，為歸一化高斯濾波器，又稱頻 率成形函數：
歸一化參數，B為3dB帶寬，T為符號碼元時間寬度（如BLE/BT 系統為1ys)。白然，埋論上亦可以選擇其它類型緊支撐濾波器，如升余弦濾波器等。
[0034] 本發明以BT=0. 5為例進行說明。對高斯濾波器進行積分，如圖1所示，積分上 限隨時間變化的積分結果可以表述為：
[0035]
[0036] 其中，G(t)為高斯濾波器的積分函數，又稱相位成形函數，顯然，G(t)具有如下特 性：
[0037] 1)、G(t)+G(_t) = 1，尤其G(0?5)+G(_0?5) = 1。
[0038] 2)、對G⑴按T間隔進行采樣，并記G(nT) =G(n)，有
[0039]
[0040] 支撐區間寬度為2LT(L為干擾約束長度因子，L= 1意味著當前符號僅受前一個 和后一個符號干擾）。
[0041] 設M為延遲符號碼元個數，則
[0042]復基帶信號rb (t)間隔為MT的兩個版本rb (t)，rb (t-MT)的共軛乘積dM(t)為：
[0043]
[0045] -C
[0044] 其中*為復共軛操作，
[0046]
[0047] 對于BT或BLE系統有BT= 0. 5,L= 1，<i> (t-MT)為<i>⑴延遲MT后的信號。
[0048] 由于BT系統符號碼元速率為1MHz，所以在1MHz速率上進行符號間干擾抵消處理， 即M= 1,則有
[0049]
[0050] 上式A巾/ (t)即為接收信號在角度域上的表示，若按周期進行折疊，即可得到單 載波通信系統中的眼圖，如圖2所示。
[0051] 眼圖中張開最大的地方（即為圖中虛線位置）為1MHz上解調出的AKm+0.5)。
[0052] 根據單載波系統解調原理，選擇眼圖張開最大的地方（即為圖中虛線位置）作為 最佳采樣判決位置，經最佳采樣判決位置操作后，1MHz上解調出的信號為
[0053] A<J)j(m+0.5)=jtkFM A<J)/ (m+0.5)
[0054]其中，由G(0? 5)+G(_0? 5) = 1，則A(}> / (m+0. 5)為
[0055]
[0056] 由上式可知，為了解調am，必須要獲取和am+1。由于am+1為未來信號，可以用下 一個符號的直接判決來代替，即為A巾/ (m+1. 5)的符號。
[0057] 在實際實現中，僅僅關注am的符號，即
[0058]rm=sign(am)
[0059] =sign[A(J)/(m+0.5) - (a^+a^)G(-0. 5)]
[0060